فصل سوم : استفاده سیستم های جدید از فیلترهای RF SAW پیشرفته

1-3	مقدمه …………………………………………………………………………………………………………………………………….	40
2-3	طبقه بندی سیستم های ارتباطی………………………………………………………………………………………….	43
3-3	ساختار سیستم ……………………………………………………………………………………………………………….RF	46

 

4-3	تکنیک های ……………………………………………………………………………………………………… RF SAW	53
5-3	تلفن بی سیم………………………………………………………………………………………………………………………….	58
6-3 تلفن سلولی…………………………………………………………………………………………………………………………….		66
نتیجه……………………………………………………………………………………………………………………………………………….		73

فصل چهارم: فیلترهای SAW فرکانس میانی برای کاربردهـای تلفـن موبایـل در

بازارهای ژاپن

خلاصه……………………………………………………………………………………………………………………………………………..		76
1-4 مقدمه……………………………………………………………………………………………………………………………………..		76
2-4 سهم جهانی مشترکین تلفن موبایل دیجیتال ……………………………………………………………………….		77
3-4 فیلتر …… ……………………………………………………………………………………………………………….. PDC IF		81
4-4	فیلتر PHS IF برای ترمینال ها…………………………………………………………………………………………..	86
5-4	فیلتر PHS IF برای ایستگاه های پایه…………………………………………………………………………………	92
6-4 فیلتر ……………………………………………………………………………………………. cdmaOne IF SAW		94
7-4	فیلتر ………………………………………………………………………………………….. W-CDMA IF-SAW	97
نتیجه……………………………………………………………………………………………………………………………………………….		98

فصل پنجم: بررسی دوپلکسر آنتنSAW W-CDMA و GSM بر پایه FEM و

شامل دوپلکسر

خلاصه……………………………………………………………………………………………………………………………………………..		100
1-5	مقدمه……………………………………………………………………………………………………………………………………..	101
2-5	دوپلکسر SAW در سیستم ………………………………………………………………………….W-CDMA	103
3-5	بررسی ترکیب دوپلکسر W-CDMA  با GSM بر اساس …………………………………. FEM	107

 

4-5	مشخصه غیر خطی مدارهـــای سوئیـچینگ وفیلتـر های SAW در برابر سیـگنال های
بلاکینـگ…………………………………………………………………………………………………………………………………………		108
5-5	ارتقاء پرفورمنس چیپ های SAW و کوچک سازی دوپلکسر……………………………………………	113
نتیجه……………………………………………………………………………………………………………………………………………….		115

فصل ششم: دوپلکسر SAW فرکانس بالا با مشخصه افت پایین و cut-off تیز

 

1-6 مقدمه ……………………………………………………………………………………………………………………………………..			117
2-6	فیلتر SAW نوع لدر……………………………………………………………………………………………………………..		117
3-6	افزایش پایداری توان در فیلترهای SAW نوع لدر………………………………………………………………		119
4-6	اصلاح افت داخلی و مشخصه ………………………………………………………………………………… cut-off		121
5-6	طراحی دوپلکسر آنتن…………………………………………………………………………………………………………….		125
1-5-6 دوپلکسر ……………………………………………………………………….800MHz AMPS CDMA			126
2-5-6		دوپلکسر ……………………………………………………………………………………..800MHz JCDMA	129
3-5-6		فیلتر TX آنتن …………………………………………………………………………………… 1.5GHz PDC	130
4-5-6		دوپلکسر سیستم ……………………………………………………………….1.9 GHz PCS-CDMA	131
نتیجه…………………………..		…………………………………………………………………………………………………………………..	132

فصل هفتم: فیلترهای SAW و رزوناتورها در سیستم های ارتباطی عمومی

خلاصه……………………………………………………………………………………………………………………………………………..		134
1-7	مقدمه……………………………………………………………………………………………………………………………………..	134
2-7	کاربرد فیلترهای SAW و رزوناتورها در سیستم های ارتباطی عمومی………………………………	135
3-7	دستگاه های SAW در ارتباطات ماهواره ای……………………………………………………………………….	136
نتیجه……………………………………………………………………………………………………………………………………………….		140

منابع و ماخذ 141…………………………………………………………………………… …………………………..

چکیده انگلیسی……………………………………………………………………………………………… 144

فهرست جدول ها

.1-1 مشخصه تعدادی از مواد در ساخت دستگاه ……………………………………………………………… SAW		13
.1-2 مشخصات متداول ترین برش ها در مواد زیر لایه …………………………………………………… SAW		26
1-3 مشخصه دسترسی و دوپلکسینگ سیستم های تلفن موبایل………………………………………………..		45
. 2-3 مکانیزم های افت و طراحی های مربوطه…………………………………………………………………………….		58
3-3 تخصیص فرکانسی سیستم های تلفنی بی سیم. …………………………………………………………………..		59
4-3 مشخصه فیلترهای MWC و …………………………………………………………………………………… . SAW		61
5-3 تخصیص فرکانسی سیستم های تلفن سلولی. ……………………………………………………………………….		67
1-4	. مشترکین تلفن سلولی در جهان………………………………………………………………………………………….	79
2-4	مشخصه فیلتر …………………………………………………. SAW – IF  PDC	81
3-4	مشخصه SAW و فیلتر IF MCF در سیستم ………………………………….. PDC	86
4-4	مشخصه فیلتر ……………………………………………………………………………………….. IF  SAW  PHS	87
.5-4 مشخصه فیلتر……………………………………………………………………………………. IF – Rx cdmaone		94

فهرست شکل ها

.1-1 دستگاه SAW مبنا 5……………………………………………………………. …………………………..

این مطلب را هم بخوانید :

.2-1 حرکت موج سطحی در طول سطح 6……………………………………….. …………………………..

.3-1 جهات مختلف برش کوارتز 8…………………………………………………… …………………………..

.4-1 مشخصه فیلتر میان گذر 12……………………………………………………… …………………………..

.5-1 عکس 14…………………………………………………………………………………………. SEM

.1-2 نمایش یک ترانسدیوسر اینتردیجیتال 19…………………………………….. …………………………..

.2-2 شکل یک رزوناتور دو پورتی 20………………………………………………………………. SAW

.3-2کویتی های کوچک برای ساخت 20……………………………………………………….. SPUDT

.4-2کویتی های پایه برای تولید ماتریس 27……………………………………………………………. P

.5-2تصویر SEM از بخشی از 28………………………………………………………………………. IDT

.6-2روند فرآیند ساخت دستگاه 29…………………………………………………………………. SAW

.7-2چیپ SAW نصب شده در یک DCC شش خانه ای…………………………………………… 33

.8-2تکنولوژی((CSSP در 34……………………………………………………………………… EPCOS

.9-2 نمایش زیر لایه 34……………………………………………………………………………… LTCC

.10-2بخشی از گیرنده دو باندی 36………………………………………………………………… GSM

.11-2ماژول ابتدایی-انتهایی در ترمینال های سه باند 37………………………………………. GSM

. 1-3 مدار RF یک سیستم ارتباطی بی سیم………………………………………………………… 46

. 2-3 مدار RF یک سیستم 49…………………………………………………………… TDD / TDMA

. 3-3 رزوناتور تک پورتی : SAW ساختار و مدار معادل…………………………………………….. 53

. 4-3 تکنیک نوع لدر : طرح یک فیلتر با پنج رزوناتور………………………………………………. 54

. 5-3 فیلتر مد دوگانه: ساختار……………………………………………………………………………. 55

.6-3 فیلتر شیار دوگانه با کوپلینگ ترانسدیوسر: ساختار……………………………………………. 57

. 7-3 مدار گیرنده هیتروداین دوبل در سیستم آنالوگ 60……………………………………….. CT

. 8-3 فیلترشیار دوگانه سیستم : CT + پاسخ فرکانسی 62………………………. …………………………..

.9-3 فیلتر نوع لدر برای سیستم : ISM CT پاسخ فرکانسی……………………………………… .63

. 10-3 مدار گیرنده سوپر هتروداین در سیستم دیجیتال باند باریک 64………………………. CT

. 11-3 فیلتر شیار دوگانه در گیرنده سوپرهتروداین سیستم ISM CT :پاسخ فرکانسی………. 65

12-3 فیلتر نوع لدر در سیستم : DECT پاسخ فرکانسی……………………………………………. 68

. 13-3 فیلتر نوع لدر برای سیستم : Tx – AMPS پاسخ فرکانسی……………………………….. 69

. 14-3 فیلتر نوع لدر در سیستم : Rx ETACS پاسخ فرکانسی………………………………….. 70

.15-3فیلتر رزوناتور مد دوگانه درسیستم : Rx –GSM پاسخ فرکانسی………………………….. 71

. 16-3 فیلتر نوع لدر در سیستم : Tx PCN- پاسخ فرکانسی…………………………………… 72

. 1-4 مشترکین تلفن سلولی در جهان…………………………………………………………………. 78

. 2-4 سهم جهانی مشترکین تلفن موبایل دیجیتال………………………………………………….. 78

. 3-4 تغییر وزن تلفن PDC و حجم فیلتر 80……………………………………………… IF  SAW

. 4-4 ساختار RF TC استفاده شده در تلفن 82………………………………………………….. PDC

.5-4  پاسخ فرکانسی اولین فیلتر SAW  IF در هندست 83…………………………………… PDC

. 6-4 شیوه اندازه گیری 84……………………………………………………………………………… IM

. 7-4 اندازه پکیج در فیلتر 86………………………………………………………. SAW  IF – PDC

8-4 .(الف): ساختار فیلتر CLMR در اتصال الکتریکی موازی(ب): مدار معادل در باند عبور…. 89

. 9-4 پاسخ فرکانسی فیلتر SAW  IF برای هندست 90…………………………………………. PHS

.10-4 تغییر اندازه پکیج فیلتر 91…………………………………………………………….. IF  PHS

.11-4 پاسخ فرکانسی فیلتر IF  PHS برای ایستگاه پایه……………………………………………. 93

.12-4 پاسخ فرکانسی اولین نسل فیلتر SAW – IF  Rx برای هندست 95…………….. cdmaone

.13-4 اندازة پکیج فیلتر 96……………………………………………… SAW  IF – Rx cdmaone

.1-5 مشخصه 3GPP برای سیستم 102…………………………………………………… W −CDMA

.2-5 دوپلکسر آنتن 104………………………………………………………………….. …………………………..

.3-5 مشخصه فرکانسی مربوط به دوپلکسر شکل 105……………………………………………… .2-5

W − CDMA/GSM .4-5 چند باند-مود دوگانه 107……………………………………………… FEM

.5-5 تولید سیگنال شبه-دریافتی مربوط به اعوجاج غیر-خطی مرتبه سوم……………………. 109

IIP3 .6-5 مربوط به سوئیچ های پین – دیود…………………………………………………………. 110

PIMP  .7-5 برای دوپلکسر 110………………………………………………………………………….. SAW

.8-5 مشخصه های فیلترهای SAW ارتقاء یافته بر روی SMD ها. 112………….. …………………………..

.9-5 مشخصات طراحی شدة دوپلکسر بر اساس پارامترهای 114…………………………………….. S

.10-5 مشخصه اندازه گیری شدة دوپلکسر توسعه یافته. 114…………………….. …………………………..

.1-6 طرح رزوناتور SAW تک پورتی و ساختار مدار لدر پایه………………………………………. 119

.2-6 ساختار فیلم الکترودی ساندویچی………………………………………………………………… 120

.3-6 دورة فعالیت در مقایسه با توان ورودی فیلترهای120………………………………………….. . Tx

.4-6 سرعت SAW در هر ناحیه. 123………………………………………………….. …………………………..

.5-6 تغییر مشخصات به وسیله پهنای الکترود………………………………………………………… 123

.6-6 مقدار Q در فرکانس رزونانس و فرکانس آنتی رزونانس……………………………………… 124

.7-6 رابطه سرعت فاز با نسبت فلزکاری 124………………………………………… …………………………..

.8-6 اثر سیم زمین رزوناتور شاخه موازی……………………………………………………………. ..125

.9-6 ساختار مدار دوپلکسر			SAW نوع لدر. …………………………..	…………………………………………………….	127
.10-6 دید موضعی از پکیج دوپلکسر معمولی. …………………………..				…………………………………………………	128
.11-6 دید موضعی از پکیج دوپلکسر ارتقاء یافته……………………………				…………………………………………….	128
.12-6 پکیج های ارتقاء یافته و معمولی……………………………………………………….				……………………………….	128
.13-6		مشخصه S21 دوپلکسر AMPS −CDMA در فرکانس		800MHz با پکیج ارتقاء یافته……	129
.14-6		مشخصه S21 دوپلکسر JCDMA در فرکانس ………………………………………………… 800MHz			130
.15-6		مشخصه S21 فیلترTx آنتن …………………………..1.5GHz PDC		………………………………………….	131
.16-6 مشخصه S21 دوپلکسر PCS −CDMA در فرکانس				……………………………………….. 1.9GHz	132
.1-7 ساختار سادة سیستم های ارتباطی عمومی…………………………..				……………………………………………..	136
.2-7	پاسخ فرکانسی فیلتر 70MHz SAW IF در ترانسپوندر ماهواره…………………………………..				137
.3-7	مفهوم ترکیب برداری از پاسخ های فیلتر ………………………….. SAW			……………………………………	139
.4-7	پاسخ فرکانسی فیلتر		………………………………………………………. SAW	………………………………………..	139
.5-7	پاسخ فرکانسی فیلتر		………………………………………………………. SAW	………………………………………..	140

خلاصه                                                                                                                          ١

موج SAW یک موج سطحی صوتی می باشد که در طول سطح یک ماده منتـشر مـی شـود. بـه طـور

معمول موادی که در ساخت این زیر لایه مورد استفاده قرار می گیرند عبارتند از کوارتز، لیتیم نیوبیـت

و لیتیم تانتالیت، که با ایجاد برش های متفاوت خصوصیات متفـاوتی دارنـد. ایـن مـواد دارای خاصـیت

فیزوالکتریک می باشند، یعنی با اعمال میدان الکتریکی به سطح نیروهایی ایجاد می شوند که به شـکل

امواج SAW در طول سطح حرکت می کنند. دستگاه هـایی کـه از ایـن خاصـیت اسـتفاده مـی کننـد

عبارتند از خطوط تأخیر، رزوناتورها، فیلترها و … .

سیستم های ارتباطی بی سیم یکی از زمینه های ارتباطات می باشد که با سرعت زیادی در حال توسعه

و افزایش است. تلفن های سلولی و بی سیم هم اکنون در زندگی امروزه پایه گذاری شده انـد. سیـستم

های تکمیلی دیگری همانند سیستم های ارتباطی شخصی با دسترسی جهانی و شبکه های دیتای بـی

سیم قسمتی از ارتباطات آینده را تشکیل خواهنـد داد. توسـعه چنـین سیـستم هـایی بـر روی تکامـل

تکنولوژیکی و مشخصات کاری متمرکز شده است. افزایش تقاضا مبنی بر کوچک سازی اجزاء منجـر بـه

استفاده از اجزاء SAW در مدارهای دستگاه های رادیویی پیشرفته شده است. علاوه بـر آن پرفـورمنس

ویژة اجزاء RF SAW نیز بر روی مدار گیرنده تاثیر گذاشته است. همچنـین کیفیـت رادیـویی افـزایش

یافته و وزن، اندازه و قیمت نهایی مدار کاهش یافته است. علاوه بـر آن از آن جـایی کـه تلفـن موبایـل

سبک و کوچک در بازار ارجحیت دارد، اندازة فیلترهای IF SAW سال به سال کوچک تر می شود.

در سیستم های تلفن سلولی CDMA آنالوگ و TDMA ارسال و دریافت به طور هم زمـان انجـام مـی

شود. بنابراین باید دوپلکسر در آنتن استفاده شود. دوپلکسر آنتن از فیلتر های SAW نوع لـدر اسـتفاده

می کند که برای اولین بار در سال 1998 در سیستم AMPS −CDMA به کار برده شـد. انـدازة ایـن

پکیج 9.5 ×7.5 ×2mm3  بود. برای ساخت دوپلکـسرهای آنـتن SAW بایـد فیلتـر SAW بـه گونـه ای

طراحی شود که افت پایین تر و قطع تیزتری داشته باشد و مواد الکترودی که پایداری تـوان بـالاتری را

ایجاد می کنند، استفاده شود و نیاز به طراحی پکیجی دارد که افـت پـایین تـر و انـدازة کوچـک تـری

داشته باشد. به وسیله ارتقاء چیپ فیلتر و کاهش انـدازة پکـیج تـا 5 میلـی مترمربـع مـی تـوان انـدازة

دوپلکسرها را کاهش داد. به هر حـال، دوپلکـسر SAW بـا افـت پـایین و مشخـصات قطـع تنـد بـرای

کاربردهای فرکانس بالا مـورد نیـاز اسـت. از طریـق مشخـصات فیلتـر SAW ارتقـاء یافتـه، مـی تـوان

دوپلکسری برای سیستم 1 PCS − CDMA 1.9GHzساخت.

علاوه بر آن دستگاه های SAW به خاطر مزایایی مانند کوچکی، سبکی، پایداری و ضـربه پـذیری بـرای

استفاده در سیستم های ماهواره ای در نظر گرفته شده اند.

فصل اول
آشنایی با فیلتر SAW

فصل اول: آشنایی با فیلتر SAW    ۴

1-1 مقدمه

یک موج سطحی صوتی 1 SAW یک نوع حرکت موج مکانیکی می باشد که در طول سـطح یـک مـاده

جامد حرکت می کند. این موج در سال 1885 به وسیله لرد رایلی کشف شد و پـس ازآن بـه ایـن نـام

نامیده شد. رایلی نشان داد که امواج SAW می توانند مؤلفه ای از سیگنال مرتعش مربوط بـه زلزلـه را

به خوبی توصیف کنند. امروزه این امواج صوتی اغلب در دستگاه های الکترونیکی استفاده می شـوند. در

نگاه اول استفاده از یک موج صوتی در کاربردهای الکترونیکی عجیب به نظر می رسد؛ اما امـواج صـوتی

مشخصات ویژه ای دارند که آنها را برای کاربردهای خاصی مناسب می سازند. این امواج اسـتفاده هـای

متعارفی دارند. دربسیاری از ساعت های مچی از کریستال به عنوان یـک رزونـاتور صـوتی بـرای تولیـد

فرکانس صحیح استفاده می شود، اگر چه دراین رزوناتور از امواج صوتی bulk بیشتر از امـواج سـطحی

استفاده می شود.

یــک دســتگاه SAW ابتــدایی در شــکل 1-1 نــشان داده شــده اســت کــه شــامل 2 ترانــسدیوسر

اینتردیجیتــالIDT 2 بــر روی یــک زیــر لایــه3 فیزوالکتریــک ( ( Piezoelectric  هماننــد کــوارتزمی

باشد. IDT شامل الکترودهای فلزی تو در تو است که برای ارسال1 و دریافت امواج استفاده مـی شـوند

به طوری که یک سیگنال الکتریکی به یک موج صوتی و سپس به الکتریکـی تبـدیل مـی شـود. مزیـت

عمده ای که این امواج نسبت به سایر امواج دارند این است کـه بـسیار آرام حرکـت مـی کننـد ( مـثلاً

300m / s )، چنان که تاخیرهای بزرگی را می توانند ایجاد کنند. از آن جـایی کـه شـکل IDT قابلیـت

تغییرات بسیارزیادی را دارد، در نتیجه دستگاه های متنوعی را مـی تـوان بـا اسـتفاده از ایـن خاصـیت

ساخت. اوایل سـال 1970 دسـتگاه هـای SAW بـه منظـور فـشرده سـازی پـالس رادار، اسـیلاتورها و

فیلترهای میان گذر در تلویزیون هـای خـانگی و رادیوهـای حرفـه ای تولیـد شـدند. فیلترهـای جدیـد

SAWبا کارآیی بالا وارد بازار شده اند و تعداد بسیار زیادی (حدود 3 بیلیون در سال) نیز در حال تولید

می باشند.

شکل .1-1 دستگاه SAW مبنا

شکل 2-1 حرکت امواج SAW در طول سطح یک ماده جامد1  را نشان می دهد. هنگامی که موج

SAW از این سطح عبور می کند، هریک از اتم های ماده یک مسیر بیضی شکلی را طی می کند، در

حالی که این مسیر برای هر دوره از حرکت موج تکرار می شود. هر چه قدر به عمق نفوذ می کنیم اتم

های کمتری از سطح جا به جا می شوند. بنابراین، این موج در امتداد سطح هدایت می شود. در ساده

ترین حالت (یک ماده ایزوتروپیک)، اتم ها در سطحی معروف به صفحه جهتی2  حرکت می کنند.

صفحه جهتی، صفحه ای معمولی است که انتشار در آن در جهت مشخصی می باشد.

شکل.2-1 حرکت موج سطحی در طول سطح

-8-1 لایه تطبیق کامل 18…………………………………………………………………………….. PML

فصل دوم : مدل کردن عناصر فشرده پسیو و اکتیو با استفاده از روش FDTD

-1-2 عناصر فشردة خطی…………………………………………………………………………………. 27

-1-1-2 مقاومت……………………………………………………………………………………………… 29

-2-1-2 منبع ولتاژ مقاومتی………………………………………………………………………………. 30

-3-1-2 خازن………………………………………………………………………………………………… 32

-4-1-2 سلف…………………………………………………………………………………………………. 32

-5-1-2 سیم یا اتصال………………………………………………………………………………………. 33

-2-2 مدل کردن عنصر فشرده در بیش از یک سلول………………………………………………… 33

-3-2 مدل کردن عناصر اکتیو…………………………………………………………………………….. 37

-4-2 روش FDTD بسط یافته…………………………………………………………………………… 39

-5-2 مدل گلوبال……………………………………………………………………………………………. 41

-6-2 روش منبع جریان معادل 48…………………………………………………….. …………………………..

-1-6-2 فرمول بندی روش منبع جریان معادل……………………………………………………….. 49

-2-6-2 دستگاه های اکتیو خطی……………………………………………………………………….. 53

-3-6-2 دستگاه اکتیو غیر خطی………………………………………………………………………… 56

فصل سوم : تقویت کننده مایکروویوی

-1-3عناصر مداری مایکروویو……………………………………………………………………………… 61

-1-1-3 مدارات عنصر فشرده…………………………………………………………………………….. 61

-2-1-3 مدارات خط توزیع شده…………………………………………………………………………. 61

-2-3 تطبیق شبکه های مایکروویو 61……………………………………………….. …………………………..

-3-3 تقویت کننده های مایکروویو………………………………………………………………………. 61

-1-3-3 تقویت کننده های مایکروویوی از نظر ساختار……………………………………………… 62

-2-3-3 تقویت کننده های مایکروویوی از نظر ساختار مداری…………………………………….. 62

-3-3-3تقویت کننده های مایکروویوی از نظر عملکرد………………………………………………. 62

-4-3 تقویت کننده یک طبقه مایکروویوی……………………………………………………………… 65

-5-3 مدل سیگنال کوچک 67………………………………………………………………….. MESFET

-1-5-3اندوکتانس های پارازیتیک 67………………………………………………… …………………………..

 

-2-5-3 مقاومت های پارازیتیک………………………………………………………………………….. 68

-3-5-3خازن های درونی…………………………………………………………………………………… 68

-4-5-3مقاومت با ر69………………………………………………………………………………………. Ri

-5-5-3ضریب هدایت متقابل……………………………………………………………………………… 69

-6-5-3زمان گذر…………………………………………………………………………………………….. 69

-7-5-3مقاومت خروجی…………………………………………………………………………………… .70

فصل چهارم : طراحی و شبیه سازی تقویت کننده

-1-4 طراحی تقویت کننده سیگنال کوچک…………………………………………………………… 73

-1-1-4 شبکه تطبیق خروجی…………………………………………………………………………… 76

-2-1-4 شبکه تطبیق ورودی…………………………………………………………………………….. 77

-2-4 مشخصات خط مایکرواستریپ 78………………………………………………. …………………………..

-3-4 مشخصات شبکه FDTD در شبیه سازی……………………………………………………….. 80

-4-4 مدل سازی عنصر فعال……………………………………………………………………………… 80

-1-4-4 مدل منبع جریان…………………………………………………………………………………. 85

-2-4-4 مدل منبع ولتاژ……………………………………………………………………………………. 89

-5-4 محاسبه پارامترهای 92……………………………………………………………………………….. S

-6-4 پروسه شبیه سازی…………………………………………………………………………………… 94

نتیجه…………………………………………………………………………………………………………… 100

پیوست…………………………………………………………………………………………………………. 101

منابع و ماخذ………………………………………………………………………………………………… . 102

چکیده انگلیسی……………………………………………………………………………………………… 106

فهرست شکل ها

:1-1 یک در میان قرار گرفتن میـدان های E و H از نظر زمـانی و مکانی در فرمـــول بندی

10……………………………………………………………………………………………………….. FDTD

:2-1 سلول 15……………………………………………………………………………………………… yee

:1-2 منبع ولتاژ مقاومتی که در جهت z مثبت قرار گرفته است…………………………………. 31

:2-2 مدار مربوط به عنصر فشرده که در چندین سلول yee واقع شده است………………….. ..35

:3-2 مدل کردن ترانزیستور در شبکه 41………………………………………………………… FDTD

 

این مطلب را هم بخوانید :

:4-2 دید فوقانی نیمی از ساختار 45…………………………………………………. GaAs MESFET

:5-2 تقویت کننده ترانزیستور GaAs و شبکه تطبیق……………………………………………….. 46

:6-2 شبکه تطبیق ورودی………………………………………………………………………….. 47
:7-2 کوپلینگ در 47……………………………………………………………………. GaAs MESFET

:8-2 شبکه تطبیق خروجی 47………………………………………………………… …………………………..

:9-2 صفحه اکتیو ABCD در انتهای خط مایکرواستریپ……………………………………………. 50

:10-2 نمایش مدار معادل لبه های سلول (i, j) در شبکه 51………………………………… FDTD

:11-2 شبکه اکتیو و ختم شدگی آن به جریان دستگاه……………………………………………. 52

:12-2 مدار معادل سلول 52………………………………………………………………………… FDTD

:1-3 عملکرد سیگنال کوچک تقویت کننده 64……………………………………. …………………………..

:2-3 عملکرد سیگنال بزرگ تقویت کننده…………………………………………………………….. 64

:3-3 نمای کلی تقویت کننده یک طبقه……………………………………………………………… ..65

:4-3 تقویت کننده در این پایان نامه……………………………………………………………………. 66

:5-3 مدل 16 عنصری سیگنال کوچک 70………………………………………………….. MESFET

:6-3 ناحیه تخلیه زیر گیت……………………………………………………………………………….. 71

:1-4 تقویـت کننده مایکــروویوی شبیه سازی شـده در این پایان نامـه با استفـاده از

MESFET مایکروویوی 77………………………………………………………………………….. js8851

:2-4 مقادیر S اندازه گیری شده با استفاده از نرم افزار مایکروویو آفیس………………………… 78

:3-4 خط مایکرواستریپ 79……………………………………………………………. …………………………..

:4-4 (الف) قرار گرفتن منابع معادل جریان در روش معادل نرتن. (ب) مدار معادل فرم انتگرالی

قانون آمپر 81……………………………………………………………………………… …………………………..

:5-4 (ج) قرار گرفتن منـابع ولتاژ معادل در روش معـادل تونن. (د) مدار معـادل فرم انتگرالی

قانون فاراد…………………………………………………………………………………………………….. 82

:6-4 پارامترهای S به دست آمده حاصل از شبیه سازی 85……………………… …………………………..

:7-4 مدل منبع جریان معادل……………………………………………………………………………. 86

:8-4 منبع ولتاژ معادل…………………………………………………………………………………….. 89

:9-4 پارامترهای S به دست آمده با استفاده از روش منبع ولتاژ معادل………………………….. 96

:10-4 پارامترهای S به دست آمده با استفاده از روش منبع جریان معادل……………………… 97

:11-4 پارامترهای S حاصل شده از شبیه سازی در حوزه فرکانس با استفاده از 98……… MWO

چکیده                                                                                                                              ١

چکیده:

در این پایان نامه از روش FDTD جهت شبیه سازی و آنالیز یک تقویت کننده مایکروویوی در فرکانس

10GHz، استفاده شده است.  این تقویت کننده شامل منبع AC ، مدارات تطبیق ورودی و خروجی و

یک MESFET مایکروویوی JS8851 به عنوان دستگاه اکتیو می باشد.  روش منابع جریان و منابع ولتاژ

معادل جهت مدل کردن عنصر فعال به کار رفته اند و با توجه به مدل سیگنال کوچک MESFET و

معادلات حالت مربوطه، شبیه سازی تمام موج با استفاده از روش FDTD انجام می شود و میدان های

الکتریکی و مغناطیسی در صفحات فعال به روز می شوند.  در نهایت پارامترهای اسکترینگ تقویت کننده

با استفاده از تبدیل فوریه پاسخ زمانی به دست می آیند.  نتایج حاصل از شبیه سازی با دو روش معادل

ولتاژ و جریان با یکدیگر مقایسه شده اند.  از آن جایی که این دو روش دوگان یکدیگرند توافق خوبی با

یکدیگر دارند.  این نتایج با نتایج به دست آمده از روش فرکانسی با نرم افزار مایکروویوآفیس نیز مقایسه

شده اند.

مقدمه

روش های عددی ابزاری بسیار مفید در شبیه سازی مسائل الکترومغناطیسی هستند.  از این رو می توان

به روش ممان، روش عنصر محدود و روش تفاضلات محدود در حوزة زمان به عنوان مهم ترین این روش

ها اشاره کرد.  روش عددی FDTD به دلیل قابلیت آن در شبیه سازی انواع شکل های پیچیده، بدون

نیاز به حل ماتریس های بزرگ، معادلات غیر خطی و معادلات انتگرالی پیچیده، نسبت به سایر روش

های ذکر شده از مزایایی برخوردار است.  همچنین با استفاده از این روش می توان با یک بار اجرای

برنامه، پاسخ فرکانسی سیستم تحت بررسی را در باند وسیعی در اختیار داشت.

فصل اول :

معرفی روش FDTD

فصل اول: معرفی روش FDTD
مقدمه:

روش های عددی ابزاری بسیار مفید در شبیه سازی مسائل الکترومغناطیسی هستند. از این رو می توان

به روش ممان، روش عنصر محدود و روش تفاضلات محدود در حوزة زمان به عنوان مهم ترین این روش

ها اشاره کرد. روش عددی 1 FDTD به دلیل قابلیت آن در شبیه سازی انواع شکل های پیچیده، بدون

نیاز به حل ماتریس های بزرگ، معادلات غیر خطی و معادلات انتگرالی پیچیده، نسبت به سایر روش

های ذکر شده از مزایایی برخوردار است. همچنین با استفاده از این روش می توان با یک بار اجرای

برنامه، پاسخ فرکانسی سیستم تحت بررسی را در باند وسیعی در اختیار داشت. به طور کلی می توان با

یک بار اجرای برنامه، پاسخ فرکانسی سیستم تحت بررسی را در اختیار داشت. به طور کلی می توان به

مزایای این روش نسبت به سایر روش های عددی اینچنین اشاره کرد.

١- این روش نیاز به حل معادلات انتگرالی ندارد و مسائل پیچیده بدون نیاز به معکوس سازی

ماتریس های بزرگ قابل حل هستند.

٢- این روش برای استفاده در ساختارهای پیچیده، غیر همگن هادی یا دی الکتریک ساده است،

زیرا مقادیر ε، μ و σ در هر نقطه از شبکه قابل تعریف است.

٣- نتایج حوزه فرکانس با استفاده از نتایج حوزه زمان بسیار ساده تر از روش معکوس گیری از

ماتریس به دست می آیند. بنابراین نتایج باند وسیع فرکانسی به راحتی محاسبه می شوند.

٤- این روش موجب استفاده از حافظه به صورت ترتیبی می شود.

اما این روش دارای معایبی نیز هست که عبارتند از:

١- مش بندی اجسام پیچیده دشوار است.

٢- از آن جایی که شبکه به شکل چهار گوش است، مسائل با سطوح منحنی را در بر نمی گیرد و

در مدل سازی آن با این روش با خطا مواجه خواهیم شد.

٣- در الگوریتم های تفاضل محدود، مقادیر میدان ها فقط در گره های شبکه مشخص است.

٤- برای دست یابی به دقت بالا در محاسبات، نیاز به اجرای برنامه در تعداد گام زمانی زیاد است که

سبب کندتر شدن اجرای برنامه می شود.

چند دلیل افزایش علاقه مندی به استفاده از FDTD و روش های حل محاسباتی مربوطه اش برای

معادلات ماکسول وجود دارد.

FDTD -1  از جبر غیر خطی استفاده می کند. با یک محاسبه کاملاً ساده، FDTD از مشکلات جبر

خطی که اندازة معادله انتگرالی حوزة فرکانس و مدل های الکترومغناطیسی عنصر محدود را به کمتر

از 106 میدان نامشخص الکترومغناطیسی محدود می کند؛ اجتناب می کند. مدل های FDTD با 109

میدان ناشناخته، اجرا می شوند.

FDTD -2 دقیق و عملی می باشد. منابع خطا در محاسبات FDTD به خوبی شناخته شده اند و این

خطاها می توانند محدود شوند به گونه ای که مدل های دقیقی را برای انواع مسائل عکس العمل موج

الکترومغناطیسی فراهم کنند.

FDTD -3 طبیعتاً رفتار ضربه ای دارد. تکنیک حوزة زمان باعث می شود تا FDTD به طور مستقیم

پاسخ ضربه یک سیستم الکترومغناطیسی را محاسبه کند. بنابراین شبیه سازی FDTD می تواند شکل

موج های زمانی بسیار پهن باند یا پاسخ های پایدار سینوسی را در هر فرکانسی در طیف تحریک فراهم

کند.

FDTD -4 طبیعتاً رفتار غیر خطی دارد. با استفاده از تکنیک حوزة زمان، FDTD پاسخ غیر خطی یک

سیستم الکترومغناطیسی را محاسبه می کند.

FDTD -5 یک روش سیستماتیک می باشد. با FDTD می توان به جای استفاده از معادلات انتگرالی

پیچیده از تولید مش برای مشخص کردن مدل یک ساختار جدید استفاده نمود. به عنوان مثال FDTD

نیازی به محاسبه توابع گرین مربوط به ساختار مورد نظر ندارد.

-6 ظرفیت حافظه کامپیوتر به سرعت در حال افزایش است. در حالی که این روش به طور مثبت تمام

تکنیک های عددی را تحت تاثیر قرار می دهد، این از مزیت های روش FDTD است که گسسته سازی

مکانی را روی یک حجم انجام می دهد، بنابراین نیاز به RAM بسیار زیادی دارد.

-7 توانایی مصور سازی کامپیوترها به سرعت در حال افزایش است. در حالی که این روش به طور مثبت

تمام تکنیک های عددی را تحت تاثیر قرار می دهد. این از مزیت های روش FDTD است که آرایه گام

های زمانی از مقادیر میدان را برای استفاده در ویدئو های رنگی برای نمایش حرکت میدان مناسب می

سازد.

-1-1 تاریخچه تکنیکFDTD  در معادلات ماکسول

 

عنوان	صفحه
.5-0 مقدمه	67
.5-1 خطوط ریز نوار	67
.5-1-1 زمینه های دی الکتریک	68
.5-1-2 امپدانس مشخصه	69
.5-2 افت در خطوط ریز نوار	71
.5-2-1 افت دی الکتریک	72
.5-2-2 افت اهمی	74
.5-2-3 افت تشعشی	76
فصل ششم : طراحی وشبیه سازی LNA متعادل باند X با استفاده از کوپلر لانژ	78
.6-0 مقدمه	79
.6-1 کوپلر لانژ	79
.6-1-1 معادلات اساسی کوپلر های لانژ	80
.6-1-2 طراحی کوپلر لانژ 3dB باند X	86
.6-1-3 نتایج شبیه سازی شده کوپلر لانژ	90
.6-2-1 تقویت کننده های متعادل	92
.6-2-2 طراحی تقویت کننده متعادل باند X	95
.6-3 طراحی شبکه های تطبیق ورودی و خروجی	97
.6-3-1 طراحی تقویت کننده های کم نویز	97
طراحی شماره 1	98
نتایج شبیه سازی شده طراحی شماره 1	106
طراحی شماره 2	108
نتایج شبیه سازی شده طراحی شماره 2	115
طراحی شماره 3	117
نتایج شبیه سازی شده طراحی شماره 3	124
.6-3-2 طراحی تقویت کنندة پهن باند	138
.6-3-2-1 تحلیل روش های تطبیق جبران شده	132
.6-3-2-2 روش لیائو در طراحی تقویت کننده پهن باند	134
نتیجه گیری	140
منابع	141
پیوست : کاتالوگ ترانزیستور FHX04LG	142

فهرست جدول ها

عنوان		صفحه
جدول 1-2-1طبقه بندی تقویت کننده های مایکروویو		6
جدول 2-9-1	مقادیر مربوط به دایره های نویز	41
جدول 4-0-1	نقاط کار مجاز GaAs MESFET مایکروویو	55

فهرست شکل ها

عنوان	صفحه
شکل 2-2-2 پارامترهای S شبکه دو قطبی	9
شکل 2-3-1 شبکه دو پورتی	11
شکل 2-3-2 جریان سیگنال	11
شکل 1-4-1 تعریف توانها	13
شکل 2-5-1 پایداری شبکه های دو پورتی	17
شکل 2-5-2 ساختار دوایر پایداری در نمودار اسمیت	19
شکل 2-5-3 نواحی پایداری و ناپایداری در صفحه ΓL	20
شکل 2-6-1 بلوك دیاگرام بهره توان انتقالی یکطرفه	23
شکل 2-8-1 قسمت ورودی تقویت کننده مایکروویو	31
شکل 2-9-1 شبکه با مشخصه نویز	34
شکل 2-9-2 خط انتقال با مشخصه تضعیف	35
شکل 2-9-3 اجزای شبکه دو طبقه	35
شکل 2-9-4 مدار معادل شبکه دو طبقه	36
شکل 2-9-5 سیستم گیرنده محلی	37
شکل 2-2-6 اجزاء ترکیبی شبکه با نویز پایین	38
شکل2-9-7 دایره های عدد نویز	42
شکل 3-0-1 بلوك دیاگرام یک تقویت کننده مایکروویو	44
شکل 3-0-2 شبکه های تطبیق	45
شکل 3-1-1 ساختار یک مدار تطبیق	45
شکل 3-1-2a شبکه تطبیق	46
شکل 3-1-2b تحقیق شبکه تطبیق بر روی نمودار اسمیت	47
شکل 3-1-2c تحقیق شبکه تطبیق بر روی نمودار اسمیت	48
شکل 3-1-3a شبکه تطبیق	49
شکل 3-1-3b تحقیق شبکه تطبیق بر روی نمودار اسمیت	50
شکل 3-1-3c تحقیق شبکه تطبیق بر روی نمودار اسمیت	51
شکل 3-1-4 شبکه تطبیق	50
شکل 4-0-1 عملکرد سیگنال کوچک تقویت کننده مایکروویو	54
شکل 4-0-2 عملکرد سیگنال بزرگ تقویت کننده مایکروویو	55

 

عنوان									صفحه		این مطلب را هم بخوانید :
شکل 4-1-1 تغذیه توان دو قطبی									57
شکل 4 -1-2 a تغذیه توان مثبت									58
شکل 4-1-2b تغذیه توان منفی									58
شکل 4-1-3 تغذیه توان تک قطبی									59
شکل 4-1-4 یک مدار بایاس dc فعال									60
شکل 4-1-5 مدار بایاس dc فعال									63
شکل 4-1-6 نقاط کار ترانزیستور مایکروویو									65
شکل 5-1-1 ساختمان یک خط ریز نوار									68
شکل 5-1-2 ، امپدانس مشخصه یک خط ریز نوار									70
شکل 6-1-1 نمایه کوپلر لانج									80
شکل 5-1-3 رابطه بین		S		,		W		با ادمیتانس زوج وفرد	83
		d				d			84
شکل 5-1-4 تفاضل فاز بین پورت های خروجی کوپلر لانج
شکل 6-1-5 کوپلر لانژ زیر تزویج									84
شکل 6-1-6 کوپلر لانژ بالای تزویج									85
شکل 6-1-7 رابطه بین	S		,			W	با ادمیتانس زوج وفرد		88
		d				d			89
شکل 6-1-8 اندازه های پارامتریک کوپلر لانژ طراحی شده
شکل 6-1-9 نمایه طراحی کوپلر									89
شکل 6-1-10 اندازه گیر ی های توان پورت ها									90
شکل 6-1-11 اندازه فاز در پورت های خروجی									90
شکل 6-1-12 توان ارسالی در پورت های خروجی									91
شکل 6-1-13 توان برگشتی در پورت ورودی و پورت ایزوله									91
شکل .6-2-1 تقویت کننده متعادل با پیوننده های لانژ									92
شکل 6-2-2 تقویت کننده متعادل بهمراه شبکه تطبیق									94
شکل 6-2-3 تقویت کننده متعادل با هایبرید 90 درجه									96
شکل 6-3-1 دایره های بهره توان و دایره نویز بر روی نمودار اسمیت طرح شماره1									102
شکل 6-2-2 تحقیق شبکه تطبیق خروجی با استفاده از نمودار اسمیت									103
شکل 6-3-3 تحقیق شبکه تطبیق ورودی با استفاده از نمودار اسمیت									104
شکل 6-3-4 شماتیک عناصر شبکه تطبیق ورودی و خروجی									105
شکل 6-3-5 پاسخ فرکانسی تقویت کننده متعادل طرح شماره 1									106

 

عنوان		صفحه
شکل 6-3-6 برسی معیار بهره برای تقویت کننده معمولی و متعادل		107
شکل 6-3-7 برسی معیارنویز برای تقویت کننده معمولی و متعادل		107
شکل 6-3-7 دایره های بهره توان و دایره نویز بر روی نمودار اسمیت طرح شماره2		110
شکل 6-3-8 تحقیق شبکه تطبیق خروجی با استفاده از نمودار اسمیت		112
شکل 5-3-9 تحقیق شبکه تطبیق ورودی با استفاده از نمودار اسمیت		113
شکل 6-3-10 شماتیک عناصر شبکه تطبیق ورودی و خروجی		114
شکل 6-3-11 پاسخ فرکانسی تقویت کننده متعادل		115
شکل 6-3-12 بررسی معیار نویز برای تقویت کننده معمولی و تقویت کننده متعادل		116
شکل 6-3-13 دایره بهره توان خروجی بر روی نمودار اسمیت طرح شماره3		120
شکل 6-3-14 تحقیق شبکه تطبیق خروجی با استفاده از نمودار اسمیت		122
شکل 6-3-15 شماتیک عناصر شبکه تطبیق ورودی و خروجی		124
شکل 6-3-16 طرح تقویت کننده متعادل با استفاده از کوپلر لانژ		125
شکل 6-3-17 پاسخ فرکانسی تقویت کننده متعادل		125
شکل 6-3-18 بررسی معیار نویز برای تقویت کننده معمولی و تقویت کننده متعادل		126
شکل 6-3-19 توان برگشتی در پورت های ورودی و پورت خروجی		126
شکل 6-3-20 میزان VSWR در ورودی تقویت کننده معمولی و متعادل		127
شکل 6-3-21 میزان VSWR در خروجی تقویت کننده معمولی و متعادل		127
شکل 6-3-22	معیار توان تقویت کننده معمولی	128
شکل 6-3-23	معیار توان تقویت کننده متعادل با استفاده از کوپلر لانژ	129
شکل 6-3-24 نمودار مربوط به توان خروجی به ازای توان ورودی		129
شکل 6-3-25 نمودارهای کلی مربوط به تقویت کننده متعادل باند X طرح نهایی		130
شکل 6-3-26 دوایر مشخصه برای تشخیص شبکه های تطبیق ورودی		136
شکل 6-3-27 دوایر مشخصه برای تشخیص شبکه های تطبیق خروجی		137
شکل 6-3-28 شماتیک تقویت کننده متعادل طراحی شده با روش لیائو		138
شکل 6-3-29	مشخصه گین مربوط به تقویت کننده متعادل به روش لیائو	139
شکل 6-3-30 مشخصه نویز مربوط به تقویت کننده متعادل به روش لیائو		139

چکیده
طراحی و شبیه سازی LNA متعادل باند X با استفاده از کوپلر لانژ

با توجه به اهمیت ویژه تقویت کننده های نویز پایین در صنایع مخابرات نظامی و تجاری موجب پیشرفت تکنولوژی ساخت نیمه هادی GaAs MEFET و همچنین ارائه طرح های نوین در صنعت ساخت شده است. در این پروژه با استفاده از ترانزیستور HFX04LG ساخت شرکت Fujitsu مراحل طراحی تقویت کننده متعادل ، نویز پایین در باند X انجام می گیرد. LNA طراحی شده در محدوده فرکانسی 8~12GHz و جهت دستیابی به بهره 10dB و عدد نویز کمتر از 1/5dB

می باشد. از کوپلر لانژ برای متعادل طراحی شدن تقویت کننده بهره گرفته شده است که مشخصه های کوپلر لانژ در باند مورد نظر طراحی شده است. طراحی تقویت کننده پهن باند از روش های تطبیق جبران شده صورت می گیرد که در نهایت نتایج آنالیز وشبیه سازی با استفاده از نرم افزار Microwave Office ارائه خواهد شد.

فصل اول

.1-0 مقدمه :

در این پایان نامه روند طراحی یک تقویت کننده متعادل با نویز پایین در باندX دنبال خواهد شده ، این پروژه شامل دارای چندین ویژگی منحصر به فرد و توام را شامل می شود که عبارتند از :

1. طراحی تقویت کننده با ویژگی نویز پذیری پایین .

 

2. طراحی تقویت کننده با ویژگی پهنای باند وسیع .

 

3. طراحی تقویت کننده متعادل برای حصول بهره متوسط در باند وسیع .

توام بودن ویژگی های فوق در یک مدار تقویت کننده مایکروویو مستلزم طراحی مرحله به مرحله و استفاده از تکنیک های روتین طراحی و در نهایت جهت بهینه سازی پاسخ طراحی بدست آوردن ترکیب مناسبی از نمونه های طراحی می باشد .

.1-1   مدارات مایکروویو

فرکانس های مایکروویو بصورت قراردادی به فرکانس های 1 تا300GHz اطلاق می گردد یا به عبارت دیگر طول موج های رنج میکرون از نواحی مادون قرمز و نور مرئی را در خود دارد. با توجه به استاندارد

سازی انجام گرفته توسط IEEE یک مقیاس بندی در فرکانس های مایکروویو صورت گرفته است و

بعنوان نمونه در این پروژه هدف طراحی در باند X می باشد یعنی در رنج فرکانسی 8~12GHz

طراحی انجام می گیرد .

با پیشرفت تکنولوژی رویکردی در تجهیزات مایکروویو انجام گرفته و استفاده از موجبرها ، خطوط هم محور یا خطوط نواری جای خود را به مدارات مجتمع در فرکانس های مایکروویو داده است که در اینجا به سه دسته از آن اشاره خواهیم کرد :

-1   مدارات مایکروویو گسسته. (MDCs) 1  یک مدار گسسته شامل عناصر جداگانه ای است که

 

عنوان			صفحه
فصل سوم
رادارهای پالسی و ابهامات
۳-۱) رادارهای پالسی و مقایسه بین انواع آن………………………………….			۶۵
۳-۲) ابهامات در برد وداپلر…………………………………………………			۷۶
۳-۳) رفع ابهام رنج…………………………………………………………			۰۷
۳-۴) رفع ابهام داپلر………………………………………………………..			۲۷
۳-۵) عملیاتی کردن تئوری………………………………………………….			۵۷
۳-۵-۱) نحوه آشکارسازی…………………………………………………..			۷۷
۳-۵-۲) جمع پذیری………………………………………………………..			۲۹
۳-۵-۳) الگوریتم دیجیتالی برای آشکارسازی برد هدف……………………….		۰۰۱
نتیجه گیری و پیشنهادات
نتیجه گیری……………………………………………………………….		۰۱۱
پیوستها( برنامه های ………………………………………….(MATLAB		۲۱۱
منابع و مآخذ
منابع فارسی……………………………………………………………….		۴۲۱
مانبع غیر فارسی…………………………………………………………..		۵۲۱
چکیده انگلیسی…………………………………………………………….		۶۲۱

فهرست جدول ها

عنوان		صفحه
جدول ۱-۱. نسبت سیگنال به نویز واحتمال آشکارسازی و احتمال خطاﺀ………………….		۶۱
جدول ۱-۲. مثالی از سطح مقطعهای راداری در فرکانس ماکروویو……………………………		۳۲
جدول ۳-۱. مقایسه رادارهای با PRFهای مختلف و ابهامات آنها………………………………		۴۶
جدول ۳-۲. محاسبه داپلر واقعی از روی داپلرهای مبهم………………………………………		۴۷
جدول ۳-۳. مقادیر بدست آمده از معادلات ۳-۶۱برای برد ……………………………70Km		۱۸
جدول ۳-۴. مقادیر بدست آمده از معادلات ۳-۶۱برای برد ……………………………20Km		۶۸
جدول۳-۵. مقایسه مدلهای مختلف TMSها از نظر سرعت و مقدار حافظه هایشان……………..		۳۰۱
جدول۳-۶. حجم محاسبات برای یک بافر…………………………………………………..		۴۰۱

فهرست شکلها

عنوان		صفحه
شکل ۱-۱. سیگنال دریافتی در مجاورت نویز…………………………………………………		۳
شکل۱-۲. آشکار ساز پوش………………………………………………………………….		۸
شکل ۱-۳. پوش خروجی گیرنده برای تشریح آﮊیرهای غلط در اثر نویز……………………….		۰۱
شکل ۱-۴. زمان متوسط بین آﮊیرهای غلط بر حسب سطح آستانه V وپهنای باند گیرنده………. B		۱۱
شکل۱-۵. تابع چگالی احتمال برای نویز به تنهایی و سیگنال همراه با نویز……………………..		۴۱
شکل ۱-۶. احتمال آشکارسازی یک سیگنال سینوسی آغشته به نویز…………………………….		۵۱
شکل۱-۷. تلفات جمع بندی بر حسب تعداد پالسها……………………………………………….		۸۱
شکل۱-۸. احتمال آشکار سازی بر حسب سیگنال به نویز واحتمال خطاﺀ …………………..10−9		۰۲
شکل۱-۹. سطح مقطع راداری کره ای به شعاع a و طول موج …………………………….. λ		۲۲
شکل۱-۰۱. نسبت سیگنال به نویز دریافتی بر حسب برد هدف………………………………….		۳۲
شکل۱-۱۱. انعکاس با زمان حدود چند پریود وابهام در فاصله………………………………….		۸۲
شکل۱-۲۱. مقدار نسبت سیگنال به نویزبر حسب برد هدف…………………………………….		۹۲
شکل ۲-۱. بلاک دیاگرام یک رادار پالسی ساده……………………………………………….		۲۳
شکل ۲-۲. قطار پالسهای ارسالی و دریافتی…………………………………………………..		۲۳
شکل ۲-۳. توضیح فاصله مبهم………………………………………………………………		۴۳
شکل ۲-۴. تحلیل اهداف در راستای عمود و افق………………………………………………		۵۳
شکل ۲-۵. .aدو هدف غیر قابل تفکیک .b دو هدف قابل تفکیک………………………………		۷۳
شکل ۲-۶. تاثیر هدف متحرک در جبهه موج همفاز ارسالی……………………………………		۹۳
شکل ۲-۷. شرح چگونگی فشردگی یک هدف متحرک برای یک پالس تنها………………………		۰۴
شکل ۲-۸. شرح چگونگی تاثیرات هدف متحرک بر روی پالسهای رادار………………………..		۱۴
شکل ۲-۹. فرکانس دریافتی یک رادار مربوط به اهداف دور و نزدیک شونده………………..		….۳۴
شکل ۲-۰۱. نمایه سه هدف با سرعتهای برابر ولی سرعتهای شعاعی متفاوت…………………….		۳۴
شکل ۲-۱۱. سرعت شعاعی متناسب است با زاویه هدف در راستاهای عمود وافق…………………		۴۴
شکل ۲-۲۱. خروجی حاصله از برنامه lprf_req.m برای سه مقدار از ……………………… np		۷۴
شکل ۲-۳۱. نمودار نسبت سیگنال به نویز به ازاﺀ تعداد پالسهای همزمان………………………..		۸۴
شکل ۲-۴۱. نمودار سیگنال به نویز بر حسب برد برای رادار ……………………… HighPRF		۰۵
شکل ۲-۵۱. شمای پترن یک آنتن بسیار ساده شده……………………………………………..		۲۵
شکل ۲-۶۱. تلفات فروپاشی………………………………………………………………….		۴۵
شکل ۳-۱. مقایسه فاصله هامونیکها در LPRF و ……………………………………HPRF		۹۵

 

عنوان		صفحه
شکل ۳-۲. مقایسه بین تعداد پاسهای دریافتی درLPRFو………………………………HPRF		۰۶
شکل ۳-۳. نحوه تاثیر فیلترهای MTI بر روی کلاتر دریافتی…………………………………		۳۶
شکل ۳-۴. بلاک دیاگرام یک رادار پالسی…………………………………………………..		۵۶
شکل ۳-۵. نمودار توان بر حسب فرکانس برای قسمت های مختلف یک رادار………………….		این مطلب را هم بخوانید :		۶۶
شکل ۳-۶. پاسخ فرکانسی سیگنال ارسالی با مد نظر قرار دادن ………………………….PRF		۸۶
شکل ۳-۷. طیف فرکانسی سیگنالهای فرستاده شده و دریافتی و بانک فیلترها…………………..		۹۶
شکل ۳-۸. رفع ابهام در برد……………………………………………………………….		۱۷
شکل ۳-۹. برگشتیهای حاصل از PRF3 و PRF1 برای برد …………………………70Km		۲۸
شکل ۳-۰۱. نمایی از برگشتیها در خلال PRF1 برای برد ……………………………70Km		۲۸
شکل ۳-۱۱. مقاسیه پالسهای دریافتی در طول ارسال PRF برای برد …………………..70Km		۳۸
شکل ۳-۲۱. پالسهای دریافتی در طول PRFهای ارسالی و نتیجه نهایی………………………..		۴۸
شکل ۳-۳۱. برگشتیهای حاصل در خلال ارسال PRF1 برای برد ……………………..20Km		۶۸
شکل ۳-۴۱. برگشتیها در خلالPRF1 و فاصله از آخرین پالس ارسالی در برد……………20Km		۷۸
شکل ۳-۵۱.  مقاسیه پالسهای دریافتی در طول ارسال ……………………………..PRF1,2,3		۷۸
شکل ۳-۶۱. پالسهای دریافتی در طول PRFهای ارسالی و نتیجه نهایی مقایسه پالسها…………….		۸۸
شکل ۳-۷۱. نحوه استفاده از توان بالای ارسالی و دریافتی دریک رادار…………………MPRF		۰۹
شکل ۳-۸۱. بهبود سیگنال به نویز با کمک تعداد زیاد پالسهای دریافتی…………………………		۱۹
شکل ۳-۹۱.  بهبود در پاسخ با استفاده از Integration به ازای۶ و ۲۱ بار تجمع………………		۳۹
شکل ۳-۰۲. تاثیر جمع پذیری همفاز بر روی سیگنالهای برگشتی در۰۱ مرتبه جمع کردن………..		۴۹
شکل ۳-۱۲. افزایش SNR با تجمع همفاز و بهره کامل …………………………………………..		۵۹
شکل ۳-۲۲. کاهش اثر تجمع همفاز در اثر تغییر فاز سیگنالهای دریافتی………………………………..		۶۹
شکل ۳-۳۲. ضریب بهبود آشکار سازی برحسب تعداد پالسها………………………………….		۸۹
شکل ۳-۴۲. نمای یک رادار مولتی PRF با قابلیت جمع پذیری………………………………..		۰۰۱
شکل ۳-۵۲. چگونگی ارتباط TMS با سیستم مولد ……………………………………..PRF		۲۰۱
شکل ۳-۶۲. الگوریتم تعیین برد هدف برای یک رادار ……………………………….MPRF		۷۰۱

چکیده:

در رادارها پالسی، با بالا رفتن فرکانس تکرار پالس رادار، برد غیر مبهم کاهش می یابـد.

چنانکه در پروﮊه نیز دیده شد، با افزایش فرکانس تکرار پالس از 1KHz به 50KHz  برد

غیر مبهم از 150Km به 3Km کاهش یافت ولی در عوض توانستیم اهدافی با سرعت تـا

750m/s را آشکارسازی کنیم. این در حالی است که به ازای فرکانس تکرار پالس اولیـه،

ما فقط قادر به آشکار سازی صحیح اهداف با سرعتهای تا 15m/s بودیم! همچنین توانستیم

با کم کردن τ، متناسب با افزایش PRF ، قدرت تفکیک را از 3000m به 60m برسـانیم که یک پارامتر مناسب برای آشکارسازی اهداف نزدیک به هم می باشد. همچنـین نشـان دادیم با بالا بردن فرکانس تکرار پالس و افزایش در تعداد پالسهای ارسالی و دریـافتی در

طول ارسال یک PRF ، در مقایسه با رادارهای LPRF مقدار بسیار زیادی توان حاصـل شد ، که با استفاده از روشی خاص ، از این پالسهای دریافتی برای بالا بردن نسبت سیگنال

به نویز تا 15dB وحتی بیشتر برای PRFهای بالاتر استفاده شد که ایـن امـر مـا را در آشکار سازی بهتر یاری خواهد داد. همچنین نشان دادیم که با تجمـع بـر روی پالسـهای

دریافتی در طول ارسال چند PRF می توان باز هم نسبت سیگنال به نویز را افـزایش داد.

و فرضا با توجه به زمان ارسال هر PRF اگر هدف ۰۳ برابر این زمان در پتـرن آنـتن

رادار ما قرار گیرد برای هر کدام از PRFها می توان تا 10dB نسبت سیگنال به نویز را افزایش داد. و در انتها بحث کلاترها که با بالا بردن فرکانس تکرار پالس می توان اثـرات

منفی آنها را بهبود بخشید، ولی با استفاده از چند PRF قادر خواهیم بود تا اثرات آنرا بـه حداقل برسانیم و از طرفی همانطور که نشان داده شد ، توانستیم برد واقعی هـدف را بـا

استفاده از PRF های مرتبط با هم از روی مقایسه دریافتیهایشان بدست آوریم.

مقدمه:

در این پروﮊه گردآوری و شبیه سازی روی رادارهای پالسی انجام شده است. رادارهـای پالسی خود به چند گونه تقسیم می شوند که یکی از مهمترین آن تقسیمات ، مربوط به میزان فرکانس تکرار پالس می باشد که به دو و یا سـه دسـته تقسـیم مـی شـوند. دسـته اول

LowPRF و دسته دوم Medium PRF و دسته سوم HighPRF ها. در حالت کلی و با در نظر گرفتن دسته اول و سوم ،در میابیم که هرکدام دارای مزایایی هسـتند. مهمتـرین مزیت رادارهای با فرکانس تکرار پالس کم ساده بودن طراحی و برد مبهم زیاد است. ولی در قبال این وضعیت ما دچار مشکلاتی در شناسایی فرکانس داپلر خواهیم بـود و ….. .

برای رادارهای با فرکانس تکرار پالس بالا در قبال برد مبهم کم ، ما به شناسایی بهتری از تغییر فرکانس داپلر دست خواهیم یافت . البته این سیستم پیچیده تر است. ولی با توجه بـه آنکه با بالا رفتن فرکانس تکرار پالس می توان چرخه کار را کاهش داد ، لذا پدیده اخفـاﺀ کمتر پیش می آید از طرف دیگر چنانکه در فصل دوم هم نشان داده شـده ، بیشـینه بـرد رادار با توان میانگین نسبت مستقیم دارد که سبب می شود به نسبت رادارهای LowPRF

، توان میانگین بیشتری در رادارهای HighPRF انتقال یابد و این خود سبب بـالا رفـتن نسبت سیگنال به نویز و برد آشکار سازی رادار می شود. اما برد مبهم کـم ایـن گونـه

رادارها این مزیت را از بین می برد. لذا می توان با ترکیب چند (Multi PRF) PRF که نزدیک به هم هستند و بر هم قابل قسمت نیز نمی باشند ، برد مبهم رادار را افزایش داد که این کار سبب پیچیده تر شدن هرچه بیشتر رادار می شود ولی در قبال این پیچیدگی ما هـم قادر به آشکارسازی هرچه بهتر فرکانس داپلر هستیم ، برد مبهم رادار زیاد مـی شـود و
نسبت سیگنال به نویز نیز افزایش می یابد و …. . مقایسه کامل بین رادارهای LowPRF

وHighPRF در فصل ۳ ارائه شده است.

فصل اول

بررسی معادله رادار:

مقدمه:

به طور کلی با استفاده از معادله رادار می توان حداکثر برد رادار را بدست آورد. حداکثر برد رادار بر حسب پارامترهای رادار به صورت زیر بدست می آید.

14		P GA σ			Rmax  =
۱-۱)		e	t
		2	(4π)
	Smin

که در آن :

= Pt توان ارسالی بر حسب وات؛

= G بهره آنتن؛

= Ae سطح موثر آنتن بر حسب متر مربع؛

=σ سطح مقطع راداری هدف بر حسب متر مربع؛

= Smin حداقل توان سیگنال قابل آشکار سازی بر حسب وات؛

از پارامترهای فوق تمام گزینه ها به جز سطح مقطع راداری هدف ، تقریبا دراختیار طراح رادار است. معادله رادار نشان می دهد که برای بردهای زیاد ، توان ارسالی باید زیاد باشد

و انرﮊی تششع شده دریک شعاع باریک متمرکز باشد به معنی اینکه بهره آنتن زیاد باشد و گیرنده نسبت به سیگنالهای ضعیف حساس باشد.

در عمل برد محاسبه شده از یک چنین معادله ای شاید به نصف هم نرسد! علت آن است که پارامترها و تضعیفات بسیاری بر سر سیگنال منتشر شده قرار خواهند گرفت کـه مقـدار بسیاری از توان ارسالی را تلف خواهد کرد و ما در ادامه به این پارامترهاو پارامترهـای ارائه شده در فرمول فوق می پردازیم تا به یک مقدار توان مناسب بـرای ۰۵۱ کیلـومتر برای رادار موردنظر برسیم.

البته اگر تمام پارامترهای موثر در برد رادار معین بودند ، پیش بینی دقیـق از عملکـرد رادار امکان پذیر بود ولی در واقع اکثر این مقادیر دارای ماهیت آماری می باشند و ایـن کار را برای یک طراح رادار بسیار سخت می کند. پس به ناچار همیشه یک مصالحه بین آنچه که انسان می خواهد و آنچه عملا با کوشش معقول می توان بدست آورد لازم اسـت، که این مطلب به طور کامل در طول این فصل حس خواهد

 

فهرست مطالب
عنوان مطالب	شماره صفحه
(6-3مفاهیم کنترلی ترافیک بزرگراه	37
فصل چهارم : کنترل ترافیک در بزرگراه با ترکیب کنترلر فازی و الگوریتم	43
ژنتیک
(1-4مقدمه	44
(2-4کنترل کننده شار ترافیک پیشرفته	44
(3-4ساختار کنترلر فازی شار ترافیک	46
(4-4ارزیابی پروسه با شبیه سازی ترافیک	50
(5-4کاربرد الگوریتم ژنتیک	51
(6-4نتایج شبیه سازی	54
فصل پنجم : نتیجهگیری و پیشنهادات	58
نتیجهگیری	59
پیشنهادات	60
منابع و ماخذ	61
فهرست منابع فارسی	62
فهرست منابع لاتین	63
چکیده انگلیسی	65

فهرست جدول ها

عنوان		شماره صفحه
: 1-2 معرفی پارامترهای حاکم بر پدیده ترافیک		11
: 1-3 اصول موارد آزمایش شده در کنترل ایزوله سیگنال ترافیک		34
1-4	: پارامترهای تنظیم دو مدل پیشنهادی	49
2-4	: شرایط اولیه مورد استفاده در الگوریتم ژنتیک	53
3-4	: پارامترهای تعریف شده بر اساس دو مدل پیشنهادی	54
4-4	: نتایج عددی کاربرد کنترلر فازی	57

فهرست شکلها

عنوان	شماره صفحه
: 1-2 تعریف فواصل زمانی برای فلوی جریان	12
: 2-2 طرح چراغ دو فازه	14
: 3-2 طرح چراغ سه فازه	14
: 4-2 طرح چراغ چهار فازه	15
: 5-2 فرایند تحلیل تقاطع های چراغدار	16
: 1-3 ساختار سیستم کنترل فازی	24
: 2-3 دی فازی ساز مرکز ثقل	26
: 3-3 بلوک دیاگرام کنترل کننده فازی ترافیک	27
: 4-3 ساختار کنترل سیگنال فازی	28
: 5-3 شبیه ساز مدل HUTSIG	30
: 6-3 کنترل کننده سیگنال فازی و ارتباطش با عملگرها	31
: 7-3 قوانین کنترلی حرکت عابران پیاده	35
: 8-3 نمونه ای از مسیر کنترل برای حالت کنترل دوفازه	36
: 9-3 دی فازی سازی	37
: 1-4 کنترل شار ترافیک	45
: 2-4 شبکه بزرگراه مورد بررسی	45
: 3-4 مکانیزم کنترل شار	46
: 4-4 توابع عضویت متغیر های ورودی	48
: 5-4 توابع عضویت متغیر خروجی	48

فهرست شکلها

عنوان			شماره صفحه
: 6-4 قوانین استنتاج برای کنترلر فازی			50
7-4	: تخمین سطح شار با شبیه ساز ترافیک		51
8-4	: کدگذاری در الگوریتم ژنتیک		53
9-4	: نتایج 5 مرتبه اجرای الگوریتم		54
10-4		: تغییرات وضعیت ازدحام ترافیک	56
11-4		: تغییرات زمانی شار ترافیک	56

چکیده:

آنچه در این تحقیق و در پنج فصل ارائه شده است ، ثمره مطالعاتی است که در زمینـه روشـهای مختلـف کنترل ترافیک شهری ، به ویژه کنتـرل فـازی کـه بـه نـوعی کنترلـی هوشـمند را در سـطوح مختلـف کنتـرل ترافیک از جمله در تقاطع های درون شهری، بزرگراهها، حرکت عابران پیاده و… اعمال مـی کنـد، صـورت پذیرفته است. با گسترش سریع کلان شهرها، افزایش جمعیت، بهای سوخت، استفاده بهینـه از ظرفیـت جـاده های موجود، مساله محیط زیست و… ، اهمیت مدیریتی موثر وکارآمد در ترافیک آشکار می شود. تحقیقات صورت گرفته در این زمینه نشان داده اند که کاربرد تکنیکهای هوشمند به علت قابلیتهـای متنوعـشان، ابـزاری مناسب در جهت تحقق سیستمهای مدیریت ترافیک با ویژگی ارزشمند خود- سازماندهی مـی باشـند. در ایـن سمینار پس از معرفی کلی سیستمهای ترافیـک وآشـنایی بـا مفـاهیم اصـلی در ایـن زمینـه، معرفـی مختـصری درمورد سیستمهای فازی و چگونگی کاربرد آن در زمینه های مختلف مباحث ترافیـک صـورت گرفتـه و در نهایت به بررسی نتایج حاصل از کاربرد نوعی سیستم کنترل هوشمند ترافیک که ترکیبی از روشـهای فـازی و الگوریتم ژنتیک بوده و در یکی از بزرگراههای کشور ژاپن اعمال شده است، پرداخته می شود.

کلمات کلیدی: الگوریتم ژنتیک،کنترل ترافیک، کنترل فازی.

مقدمه:

با پیشرفت سریع جوامع شهری، تغییر وتحولات سریعی در زندگی شهرنشینی ایجاد شده است و هرساله بر تعداد وسایط نقلیه به ویژه در کلان شهرها، افزوده می

این مطلب را هم بخوانید :

 شود. این افزایش که به عوامل متعددی از جمله رشد جمعیت، شرایط اقتصادی، اجتماعی، فرهنگی، مهاجرتها و… بستگی دارد، مسائل ومشکلات فراوانی را نیز با خود به دنبال دارد. با وجود آنکه هرساله میلیاردها ریال صرف احداث راهها وجاده های جدید می شود، معضل ترافیک همچنان رو به افزایش بوده و حتی در برخی از ساعات شبانه روز به حد اشباع و غیر مطلوبی می رسد.

تاکنون روشهای کنترل ترافیک بیشتر مبتنی بر روشهای کنترل کلاسیک بوده است. در این روشها با استفاده از روشهای آماری و منحنی های به دست آمده تجربی و نهایتا با تخمین برخی از متغیرهای موثر بر ترافیک سعی بر آن است که پارامترهای مورد نظر درآن سطح خاص کنترلی، به گونه ای مطلوب تنظیم شود. واضح است که این حد پاسخگویی سیستم های ترافیک در ازای پیچیدگی بالای ساختار شامل بخشهای : کنترل، مخابرات و کامپیوتر و هچنین حجم بالای هزینه های پیاده سازی و نگهداری به دست آمده است.
با گسترش کاربرد روشهای هوشمند شامل هوش مصنوعی، منطق فازی و شبکه های عصبی و با توجه به قابلیتهای متنوع آنها انتظار می رود که روشهای فوق در حوزه های مختلف کنترل ترافیک شامل : برآورد وتعبیر و پردازش اطلاعات مختلف جمع آوری شده، برخورد و مدل سازی مناسب پارامترها و شرایط مبهم موجود در پروسه کنترل، پیشگویی آینده، افزایش قدرت یادگیری سیستم افزایش هوشمندی آنها بسیار پر کاربرد بوده و نتایج قابل قبولی را ارائه دهد. در این سمینار سعی برآن است که ضمن آشنایی با مفاهیم کلی موجود در مبحث کنترل ترافیک، روشهای مختلف کنترل هوشمند ترافیک به ویژه کنترل مربوط به تقاطع ها معرفی و یک نمونه کاربرد عملی کنترل فازی با ترکیب الگوریتم ژنتیک که دریکی از بزرگراههای کشور ژاپن به کار گرفته شده است، ارائه و نتایج حاصل از اجرای آن بررسی و با روشهای سنتی مقایسه شود.
در فصل اول کلیاتی راجع به روشهای مختلف کنترل ترافیک و تحقیقات صورت گرفته در این زمینه ارئه شده است. در فصل دوم به معرفی اصول نظریه جریان کنترل ترافیک و روابط حاکم برارامترهای حاکم بر آن پرداخته شده است. فصل سوم به معرفی مختصری از اصول کنترل فازی و نحوه کاربرد آن در بخشهای مختلف کنترل ترافیک اختصاص داشته و در نهایت و در فصل چهارم یک نمونه کاربرد عملی منطق فازی و ترکیب آن با الگوریتم ژنتیک در کنترل ترافیک یکی از بزرگراههای کشور ژاپن ارائه و نتایج آن مورد بررسی قرار گرفته است. در فصل پنجم نیز نتیجه گیری و چند پیشنهاد ارائه شده است.

فصل اول

کلیـات

فصل اول : کلیات

(1-1 هدف

با گسترش سریع کلان شهرها، افزایش جمعیت، بهای سوخت، استفاده بهینه از ظرفیـت جـاده هـای موجود، مساله محیط زیست و… اهمیت مدیریتی موثر وکارآمد در کنترل ترافیک آشکار مـی شـود. در جهـت